高性能调光调色LED控制电路分析(二)

所以黄蓝光配色方案是目前业界的主流方案。根据实际需求调整荧光 粉材料构成以及涂覆用量，能够得到不同色温的白光LED颗粒，高色温白光LED颗

粒透射出更多蓝光，而低色温的则吸收多一些蓝光，让黄光比例高一些。

LED拥有类似于普通二极管的伏安特特性，电流表达式与普通二极管相同，如式

(2.1)所示。 

   (2.1)

式中Is为反向饱和漏电流，q为单位电荷量，U。为LED两端电压，k为玻尔兹曼

常数，T为结温。

从式(2.1)中可以看出，当两端电压足够大时，电流曲线变得十分陡峭，轻微电压 变化即可以造成电流大幅度变化，从而引起光通量大幅度变化。另外，施加在LED两 端电压不变的条件下，结温越高，电流越大。而电流越大意味着消耗的功率越大，产 生热量越多，结温越高，形成正反馈机制。因此从稳定光度与可靠工作的角度出发，LED工作时应采用恒流供电方式。

使用荧光粉的白光LED在不同工作电流条件下色温存在差异。以“黄蓝”方案为 例，黄色YAG荧光粉的发光效率会随着蓝光芯片发出的光通量改变。随着工作电流增 大，光通量增大，黄色YAG荧光粉发光效率逐渐下降，黄色光成分减少，色温上升。 为了减小色温变化，应该让LED的发光状态保持前后一致，即LED发光时的工作电流保持恒定。

2.2 LED调光调色方式

目前，常用于LED照明的调光方式有模拟调光和数字调光[35-41]。

LED在工作区内的光通量与电流呈现近似线性关系，通过改变工作电流大小就能 直接对光通量进行线性调节，这种控制方式称为模拟调光。模拟调光方式直接利用了 LED的发光特性，因而线性程度完全与LED自身特性有关。因为流经LED的电流稳

定，所以不存在频闪问题。

数字调光方式以脉宽调制(PWM)为主14245],它利用人眼的视觉情性，以人眼无 法识别的频率对LED进行开关操作，通过改变占空比控制LED的平均发光强度。每个周期LED发光期间的电流相同，发光状态相同，因此数字调光方式线性度与LED

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自身特性的关联度很低，不易受到LED特性变化的影响。

在对“黄蓝”白光LED进行调光控制时，PWM方式更具有优势。由前一小节可 知，流经LED灯珠的电流不仅影响光通量，而且影响色温，难以补偿。在调光过程中应该尽量避免色温发生明显变化，所以直接调节电流的模拟调光方式不是最佳选择。

在实现光度调节的基础上，对若干个不同色彩的LED光源进行混光，就能够得到 一个亮度与色温在一定范围内可任意调节的光源。能够实现白光源的混色方式多种多 样，常用的混色方式有：红、绿、蓝三基色LED混光生成白色光(RGB)方式14648];  以及高色温(冷白光)、低色温(暖白光)LED混光生成中间色温白光方式149-51];相 较而言，高低双色温混色方式达到的色域最窄，仅在一条色域的线段上可调，但对于 普通照明应用，这个范围已经足够。双色温白光混光方式的光效远高于其他混色方式， 两路灯珠的工作电压相近，便于驱动电源设计，在体积、控制复杂度等方面具有绝对优势。

2.3调光调色参数计算方法

2.3.1 混色光色品坐标及色温计算

由色度学知识(52)可知，在CIE色品图中，混色光的色品坐标位于两光源色品坐标

的连线上，具体位置取决于两个光源光度值相对强度。设高色温光源色品坐标为

(x,y.)、光度为Y.,低色温光源色品坐标为(x.,y.)、光度为Y.,混合光色品坐

标为(x,y。),那么根据CIE1931色品坐标计算方法可知混色光色品坐标：

   (2.2)

利用文献[53]中提出的色温计算公式可得到混色光源的相关色温：

CCT=669×A-799×A³+3660×A²-7047×A+5652  (2.3)

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其中A为等色温线斜率的倒数，表示为。该公式是应用等温线交点

法所得到的最小误差经验公式，在常用色温范围内计算结果有较高精度。

反过来，若已知目标相关色温CCT,可以通过式(2.3)推出目标色品坐标x与y的关系，然后结合式(2.2)解出该色温所对应的色品坐标。

2.3.2 双通道PWM占空比计算

由塔尔博特定律可知，对于变化周期短于人眼视觉惰性的间歇光刺激，人眼所感受

的等效光度可表达为：

         (2.4)

其中Y,为等效光度，Y,(t)为光源光度的时间函数。在PWM调光系统中，为简化

分析，认为光源不变，Y,(1)不随时间变化，记为Y,。可给出相应的光度表达式：

Ywy=D ·Ys                         (2.5)

式中，D为PWM波形的占空比。可见，PWM控制方式下等效光度与占空比存在

线性关系，在光源确定的情况下，等效光度仅由占空比D决定。

设在额定电流下冷暖光源的光度分别为Y、Y.,冷暖两路PWM控制线路的占空

比分别为D.、D.,那么两光源的实际光度为：

            (2.6)

显然，式中O≤D. ≤1,O≤D,≤1。

根据格拉斯曼颜色混合定律[52],混色光的光度为：

Y.=Ym+Ypm=D.Y+D ·Y.                (2.7)

若已知目标色品坐标(xm,ym)以及两路光源参数，根据文献[13],高色温、低色温两光源占空比可表示为：

10

      (2.8)

2.4现有调光调色控制策略存在的问题

第一，根据上一小节分析，如果仅是单独改变暖光源PWM控制信号占空比D,或

 者冷光源PWM控制信号占空比D,来改变混色光色温，都将引起光度变化，即调色对光度产生影响。如果直接使用前文中的计算方法，将得到两路PWM信号的精确占空比。根据文献[51],其可行域如图2-1所示：

色温

图2- 1 混色光色温与光度的理论可行域[51]

Fig.2-1 Theory zone of CCT and photometryi51]

当暖光源PWM调光控制信号占空比D.为1,而冷光源PWM调光控制信号占空比 D.为0,即只有暖光源工作时，混色光色温最低(T.),光度Y=Y;反之，当暖光 源PWM调光控制信号占空比D,为0,而冷光源PWM调光控制信号占空比D.为1, 即只有冷光源工作时，此时色温最高(T),光度Y。=Y;而当暖光源PWM调光控制信号占空比D.、冷光源PWM调光控制信号占空比D.均为1,即两路同时工作时，

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混色光色温T.在T.与T之间，混色光光度Y … =Y+Y,达到最大。

在这种控制策略中，为现实色温从T,至T   调节过程中的光度保持恒定，必须使用 式(2.8)严格计算出两光源PWM控制信号占空比D。、D.,并限制照明灯具混色光最大 光度为Y……. ≤min(Y,Y.)。此时，可行域范围已经被缩小至Y.mx下方的区域。为了使可行域最大化，实际应用中通常会对两路白光源光度进行优选，使Y=Y。

在这种情况下，高精度所带来的优势不再突出，而运算复杂的劣势显露无疑。复杂 的运算加重了灯具内控制芯片负担，严重消耗控制器的内部资源。特别是在渐变调光 过程中，控制芯片需要在短时间内处理大量数据，极大地增加了运算量或被迫采用巨 大的数表存放不同色温对应的占空比信息。在调光过程中将可能引起卡顿、抖动、延时，甚至失控的情况。

第二，目前关于双色白光LED光源PWM调光调色方法的文献中均没有提及控制 信号之间的相位关系，每一路PWM信号占空比均可独立地在0至1之间变化，存在交叠部分，如图2-2所示。这样的控制时序对驱动电源极为有害。

时间

图2-2 无相位约束的PWM调光调色控制信号

Fig.2-2 PWM dimming signals without phase constraint

根据前文分析，在实际应用中混色灯具的最大光度不会超过两路白光源的最大者。 驱动电源将依照这一需求进行设计，那么电源输出功率远不能满足同时点亮两路白光 LED的需求。若驱动信号存在交叠，造成两路光源同时工作，必将周期性过载，严重影响电源可靠性，并有可能触发驱动电源的过载保护机制导致灯具工作异常。

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2.5基于时间混色法的PWM调光调色方式

鉴于任意占空比、相位无关驱动信号存在的严重问题，根据实际应用条件，本文提 出一种基于时间混色方式的冷暖LED光源调光调色PWM控制方法。在该方法中，两 路PWM控制信号相位始终保持交错关系，即保持180°相位差，不允许驱动信号存在交叠，如图2-3所示。在这种控制方式中，两路PWM控制信号的占空比之和小于或等于1,任意时刻至多有一路光源在工作，两路光源不会在同一时刻内发生空间混色，因此称之为时间混色方式。

a)                                                                           b)

图2-3 PWM调光调色控制信号a)当B等于1b)当B小于1

Fig.2-3 Dimming PWM signals a)B=l;b)B<1

为了方便描述，引入色温系数m和光度系数B。色温系数m表示某一路光源的发 光强度占混色光源总体发光强度的比例，O≤m≤1。显然，在高低温白光光源系统中 m.+m,=1。不妨令m.=m,那么m,=1-m。光度系数B表示混合光的目标光强与系统额定输出光强的比例，O≤B≤1。两路控制信号的占空比可定义为

       (2.9)

当光度系数B=1时，PWM控制信号占空比D+D.=1。当m=0时，冷色光源通 道的占空比D   =0,即冷光源不工作；当m=1时，暖光源通道的占空比D。=0,即暖色光源不工作；而0<m<1时，0<D.+D-<B,两路光源交替工作。将占空比带入光

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度表达式，可得：

     (2.10)

由于人眼存在视觉惰性，光源进行时间混色时格拉斯曼颜色混合定理依然成立，那么混色光光度：

Y.=D. ·Y+D. ·Y=m ·B ·Yc+(1-m) ·B ·Y                           (2.11)

结合前文中已经提到的两路光源的光度关系，令Y.=Y.=Y,则混色光光度：Y=m ·B ·Y 。+(1-m) ·B ·Y 、=B ·Y                      (2.12)  

此时混色光光度正比于光度系数B,而与色温系数m无关。若保持光度系数B不 变，而仅调节色温系数m,则可实现调色过程中光度恒定不变。当色温系数m保持不变时，调节光度系数B时，相当于等比例压缩了占空比D.、D、,由(2.10)式可以推出：

    (2.13)

整理可得到混色光的色品坐标x.的表达式：

    (2.14)

结合(2.2)式，可以给出色品坐标y。的表达式：

    (2.15)

可见，混色光源的色品坐标与光度系数B无关，只与色温系数m存在一一对应关系。说明在光度调节的过程中，混色光源的色温保持不变。

前文的推导表明了使用光度系数、色度系数这两个参量描述冷暖双色温白光PWM 调光调色系统的方法是可行的，这种方法可扩展至任意两种光源的PWM混光系统中使用。结合本方法提出的控制策略，只需要单独调节上述两个参数即可实现色温与亮

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度的独立控制，在色温连续调节的过程中占空比计算简单，适合于小体积、低功耗、 运算能力有限的MCU进行控制；另外，在任何时刻至多只有一路光源工作，可以有效防止电源过载，降低了对驱动电源冗余功率容量的要求。

2.6本章小结

本章首先介绍了白光LED的特性与调光调色驱动方式，通过比较得到PWM是一 种较优的驱动方式。随后提出了一种基于时间混色方式的LED冷暖双色调光调色照明 光源的表征方法，并基于该方法提出了一种新型的控制策略。在保证调色、调光过程互相独立的情况下，有效地解决了驱动电源过载问题和MCU运算负担过重的问题。

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第三章驱动电路设计

3.1 开关电源技术

3.1.1 常用拓扑

供电方式分为交流供电和直流供电两种，相对应地，电能转换形式可以分为直流- 交流(DC-AC)[54]、直流-直流(DC-DC)[55-57]、交流-直流(AC-DC)[58-63]、交流-交 流(AC-AC)[6466四类。 一般将用于前三类转换的装置归为电源设备，进一步将前第 二、 三类称为转换器或是变换器，将第一类称为逆变器。在这四类电能转换装置中与 普通人接触最多的是交流-直流(AC-DC)变换器。上述四类电源转换形式均能用开关

电源技术实现，根据设计需要，本文仅讨论输出为直流的电源转换器。

非隔离DC-DC变换器是开关电源的基本形式，包括六种基本拓扑结构：Buck、

Boost、Buck-boost、SEPIC、Zeta、Cuk 。前三种拓扑中只包含一个电感器，后三种拓扑则包含两个电感器。Buck可实现降压功能，Boost可实现升压功能，Buck-boost、SEPIC、ZETA、Cuk则可实现升降压功能，其中Buck-boost和Cuk可实现电压极性反

转功能。

图3-1 Buck-boost拓扑结构

Fig.3-1 Buck-boost topology

以Buck-boost拓扑结构为例，简单介绍开关电源的工作原理。如图3-1所示，

Buck-boost的主功率器件包含一颗功率晶体管(称为开关管)、 一颗高频储能电感器和一颗续流二极管，在输出端必须连接输出滤波电容。在工作时，控制器操作开关管

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周期性地导通与关断，当开关管导通时，电感、开关管与输入端形成电流通路(输入  回路),在输入电压的作用下，电感器内电流线性上升，以磁能的形式将能量存贮在  电感器中；当开关管关断时，电感器与输入端的电流回路被阻断，与此同时电感器与  续流二极管、输出端(负载、输出电容)形成电流通路(输出回路),与充电过程相  反，电感器电流在输出电压的作用下线性下降，将储存的磁能再以电能的形式释放到  输出端，为负载提供能量。注意到电感电流方向不会突变，输出端的电压必须与输入  电压反相。经过一次开关动作，变换器完成一次能量传递，通过周而复始的开关操作， 能量就能够源源不断地从输入端流向输出端。通过采用适当的控制策略，对开关信号  占空比进行调整，变换器就能够应对输入电压波动，当电压低时，开关管开通时间延长，反之则缩短，保证每个开关周期传递的能量相同，保持输出稳定。

在非隔离DC-DC基本拓扑基础上衍生出了许多隔离式(离线式)变换器拓扑结构， 包括正激式、反激式、推挽、桥式等拓扑形式，并又进一步演化出纷繁复杂的拓扑结构。隔离式变换器有一个共同特点，必须使用至少一颗变压器对输入端与输出端进行电气隔离，确保输入端发生异常时不会有危险电压出现在输出端，保证人员和设备安全。隔离式变换器中的反激式拓扑是由Buck-boost演化而来，而正激式、推挽、各类桥式隔离变换器是由Buck拓扑演化而来。Buck-boost中电感器工作于完全储能状态，传递能量的过程完全经由电感器，Buck-boost向反激式拓扑演化极为自然，只需要将  电感器替换为变压器即可，此时变压器扮演了两个角色：其一是储能电感，工作于储  能-放能状态，这一点与其他拓扑中变压器的工作状态不同；其二是隔离变压器，起到 电气隔离的作用。正激式、推挽、各类桥式变换器属于Buck的衍生拓扑，这些拓扑是 在Buck拓扑原有结构中插入一颗高频隔离变压器，实现电气隔离，因而必须保留Buck 拓扑中原有的电感器，这意味着这一系列拓扑结构必须使用至少两个磁性元件才能正常工作。

除了上述传统拓扑之外，谐振式拓扑也是一类重要拓扑类型。与传统拓扑“硬开  关”工作模式不同，谐振式拓扑让开关管工作于“软开关”状态，即开关动作时开关  上的电压或电流为零，减小开关损耗，提高效率，通常谐振变换器的效率能够达94%  以上。谐振变换器根据谐振元件的数目分为不同阶数，包括二阶LC变换器、三阶LCC、 LLC变换器以及更高阶的变换器。目前最为流行、应用最广泛的是LLC三阶谐振变换器，多见于百瓦级的应用。谐振变换器发展迅速，受到广泛关注和热烈研究，已经发

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展成为一个庞大的变换器拓扑家族。

本文的工作集中于非谐振变换器分析与应用，后文中如无特殊说明，所提及的拓

扑不包含谐振类拓扑。

3.1.2工作模式与控制方式

如前文描述的Buck-boost拓扑变换器工作过程，电感器发挥了十分重要的作用，

电感器中电流上升时储能、下降时放能，可见电流与电感器的储能状态直接相关。对 于非谐振类变换器，根据电感电流变化情况，在分析过程中将变换器的工作模式分为

三类：电流连续模式(CCM)[67]、电流断续模式(DCM)[68-71]和临界模式(CRM)[72]。

顾名思义，电流连续模式是指电感器中电流始终保持连续状态，即电感中始终存 在电流。这类工作模式作为典型工作模式被各种开关电源书籍介绍，它的伏秒平衡关 系与输入、输出电压关系简单明确，便于理解、分析和设计。在实际应用时，电流连 续模与其他模式相比，电感电流交流有效值低，电感器的铜损(线圈损耗)小；电流 峰值低，功率器件的电流应力小；电流变化幅度小，磁场强度摆幅小，磁损(磁芯损 耗)也较小；输出电流纹波小，输出电容器的容值和体积较小。因此工作于CCM模式的变换器更适合用于大功率、输出大电流的应用场合。

与连续模式相对应的是断续模式，电感电流每个周期都会归零并维持一段时间。

DCM模式下，变换器能够充分利用电感器进行能量转换，每个周期内电感器完全储存 能量、完全释放能量，因此电感器所需要的体积以及电感量远小于CCM模式。另外， 开关管开通瞬间电感中不存在电流，开关管零电流开通，开通损耗较小。多用于小体积、小功率应用场合。

临界模式是连续与断续模式的临界状态，电感电流每个周期都会归零，但随即开 关管导通，电流上升。临界模式拥有CCM与DCM的一些特点，性能表现居中。由于 是一种特殊的工作状态，需要采用特殊的控制方式才能维持，这种模式多用于实现特殊功能的变换器中。

三种工作模式与电路拓扑并没有直接联系，任何拓扑都可以工作于这三种工作模  式下，并且会发生自然地切换。例如一个变换器在输出满载时工作于CCM模式，当负 载减轻时，输出电流减小，电感平均电流下移，而电流纹波不变，势必碰触零电流点，进入临界模式；可以预见，当负载进一步减轻时，电感电流将有一段时间处于归零状

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态，进入DCM模式，这是在设计中应当注意的地方。当然，我们可以通过某些手段确 保工作模式不发生变化。例如限制最小负载和最大输入电压让变换器工作在CCM模  式；通过有源控制的方法让电感电流能够逆向流动，使电感电流处于连续状态(强制  连续模式，FCCM)[73,74];减小电感感量、提高开关频率，使变换器在满载时也处于  DCM模式，不进入CCM模式；增加零电流检测电路，让变换器工作在临界状态等等。 让工作模式保持不变有益于控制稳定，切换工作状态使得系统环路特性发生改变，可能造成系统不稳定甚至失控。

开关电源中能量传递的方式在于周期性地将输入端的电能转换为磁能(表现为电感器内电流)后再转换为流向输出端的电能，而接入输入端和接入输出端的时间长短决定了某个周期内整体传输能量的多少，也就决定了变换器向负载提供功率的大小。那么，当输入、输出条件发生变化时，可以通过调整开关通断时间的长短来控制能量传递，保持输出端恒压或是恒流。

开关电源的控制方法有两种，其一是脉宽调制法(PWM),其二是脉频调制法

(PFM)。在PWM控制中，控制器发出固定频率的开关信号驱动开关管进行能量转换，开通时间可变，即通过改变占空比的分子部分来控制占空比，实现能量均等传输。而在PFM控制中，开关管的开通时间为定值(COT)或关断时间为定值(FOT),通过改变开关周期来改变占空比，达到能量均等传输的目的。

PWM与PFM在实践中均有广泛应用，所有拓扑结构均能应用这两种控制方法。目前也出现了结合PWM与PFM控制方法优点的新型PWM控制器，这类控制器可以根据负载情况进行降频操作，在重载时，系统以高频PWM方式工作；随着负载减轻，工作频率下降，减小开关损耗，表现出与PFM类似的行为；当负载变得更轻时，为保证变换器不发出音频噪声，系统工作在低频PWM状态。这类控制器在四点平均效率指标上表现突出，能够满足欧盟、美国最新能源法规中对能效的要求。在实践应用中，也存在着开通时间与开关周期同时变化的情况，后文将会提到相关内容。

为了输出稳定，开关电源必须是一个闭环负反馈系统，系统中至少存在一个反馈 环路对输出量进行采样、比较和调整，变换器的工作过程是一个完整的控制过程。容 易理解，需要稳定输出电压就需要一套环路对其进行监控，这套环路称为电压反馈闭 环(简称电压环)。对应地，监控电流量的环路称为电流反馈闭环(简称电流环)。以反激式恒压电源为例，只需要一个电压环就能让其稳定工作，而现代控制其中常常

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在电压环的基础上增加一个电流环，检测开关管的源极电流，在扰动未到达输出端时就得到及时反馈和消除，提高电源的动态响应速度。

3.1.3功率因数校正

功率因数(PF)是有功功率与视在功率的比值，有功功率总是小于或等于是在功 率，因而功率因数总是小于等于1。当负载接入交流电网中时，施加在负载两端的电压 为正弦波形式，而流过负载的电流则由负载自身特性决定。当负载为纯阻性时，输入 电流跟随输入电压，呈现出同相位正弦波形式，此时视在功率即为有功功率，电网传 输的能量被负载完全消耗，功率因数为1,在电网中流动的电流最小。而当负载含有电抗特性或是非线性系统时，输入电流与输入电压不再是跟随关系，不仅会发生相移，也会发生电流波形畸变，不再是正弦波形式。电流波形经由傅里叶级数展开可以发现，波形中不仅含有基波分量，还包含了丰富的高次谐波分量。功率因数表达式为：

A=k · k,                                             (3.1)

式中为k,为畸变因子，表征电流波形偏离正弦波形式的程度， ,其值越小

偏离程度越大；k,为位移因子，表征基波电流与输入电压的相位差，k,=cosφ,其值越小相位偏移越大。

业界用总谐波失真度(THD)来表征高次谐波电流的严重程度，国家标准与国际

通用标准中将THD定义为2至40次高次谐波电流有效值与基波电流有效值之比[75.76],

表达式为：

   (3.2)

由于更高次谐波电流分量非常小，可将其忽略，那么THD与畸变因子ka的关系为：

    (3.3)

开关电源系统的相移很小，可忽略相移影响，认为位移因子为1,那么功率因数表

达式中仅含有畸变因子：

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第三章驱动电路设计

    (3.4)

开关电源在一般的应用中，交流电网电压经过桥式整流和电容滤波变为高压直流 电压。桥式整流器中对电容的充电电流是一簇簇的脉冲式电流，功率因数很低，通常 只有0.5至0.6之间。功率因数低意味着有大量无功功率在输电线路上流动，因而需要 更大容量的发电设备和输配电设备满足用电器的需求。此外，虽然无功功率不会被用 电器消耗，但电流流经输配电设备时却会产生能量消耗，浪费了电能。电网中流动着高次谐波电流，污染电网，并有可能干扰电网上其他用电设备，影响用电环境。

为了管控用电器向电网发射高次谐波电流，国家标准GB 17625.1-2003(相当于IEC 61000-3-2:2001标准)中明确规定了不同类型用电器2至40次电流谐波的限值，功率大于等于25W的LED灯具属于C类(ClassC)设备，需满足的限值如表3-1所示。预计在不远的将来，功率低于25W的LED灯具也将被归为C类设备。

表3-1C类设备电流谐波限值[75]

Table 3- 1 Limits for Class C equipment(75)

为了提高功率因数、降低总谐波失真度，有源功率因数校正(APFC)电路被提出。这类电路的核心思想是控制输入电流跟随输入电压变化，让输入电流呈现正弦波形式。这样的电路称为预调整器(pre-regulator),它通常是一个完整的开关电源结构。电路实现了电流跟随电压变化，瞬时输入功率表现出周期性变化，在输入电压波峰处达到最大，在其波谷处达到最小，而输出电容并非无穷大，不能完全吸收不均匀的能量，

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